Технологии беспроводных сетей семейства 802.11

Сергей Пахомов

Введение

Стандарт IEEE 802.11b

Стандарт IEEE 802.11а

Стандарт IEEE 802.11g

MAC-уровень

Введение

овсеместное распространение беспроводных сетей в последние годы побуждает разработчиков задумываться о новых стандартах связи, предусматривающих все более высокие скорости соединения. Так, если первоначально беспроводные устройства поддерживали скорость соединения только 1 и 2 Мбит/с, чего было явно недостаточно, то сейчас максимальная скорость соединения составляет уже 54 Мбит/с, и это уже может составить конкуренцию традиционным кабельным сетям. Существуют различные типы беспроводных сетей, отличающиеся друг от друга и радиусом действия, и поддерживаемыми скоростями соединения, и технологией кодирования данных. Наибольшее распространение получили беспроводные сети стандарта IEEE 802.11b и IEEE 802.11a, а сегодня активно говорят о внедрении нового протокола IEEE 802.11g.

В данной статье мы рассмотрим основные различия между стандартами IEEE 802.11a/b/g, сконцентрировавшись на физическом уровне передачи данных.

Стандарт IEEE 802.11b

тандарт IEEE 802.11b был принят в 1999 году и на сегодняшний день является самым распространенным. Этот стандарт фактически представляет собой расширение базового стандарта IEEE 802.11, который предполагал возможность передачи данных по радиоканалу на скорости 1 Мбит/с и опционально на скорости 2 Мбит/с, а в стандарте IEEE 802.11b были уже добавлены более высокие скорости передачи — 5,5 и 11 Мбит/с. Стандартом IEEE 802.11b предусмотрено использование частотного диапазона от 2,4 до 2,4835  ГГц, который предназначен для безлицензионного использования в промышленности, науке и медицине (Industry, Science and Medicine, ISM).

На физическом уровне стандартом IEEE 802.11 предусмотрено два типа радиоканалов — DSSS и FHSS, различающиеся способом модуляции, но использующие одну и ту же технологию расширения спектра.

Основной принцип технологии расширения спектра (Spread Spectrum, SS) заключается в том, чтобы от узкополосного спектра сигнала, возникающего при обычном потенциальном кодировании, перейти к широкополосному спектру, что позволяет значительно повысить помехоустойчивость передаваемых данных. Рассмотрим более детально, как это происходит.

При потенциальном кодировании информационные биты 0 и 1 передаются прямоугольными импульсами напряжений. Прямоугольный импульс длительности T имеет спектр, ширина которого обратно пропорциональна длительности импульса и описывается формулой

Чем меньше длительность импульса, тем более широкий спектральный диапазон занимает такой сигнал. Чтобы повысить помехоустойчивость передаваемого сигнала (то есть увеличить вероятность безошибочного распознавания сигнала на приемной стороне в условиях шума), можно воспользоваться методом перехода к широкополосному сигналу, добавляя избыточность в исходный сигнал. Для этого в каждый передаваемый информационный бит встраивают определенный код, состоящий из последовательности так называемых чипов (рис. 1).

Информационный бит, представляемый прямоугольным импульсом, разбивается на последовательность более мелких импульсов-чипов. В результате спектр сигнала значительно уширяется, поскольку ширину спектра можно с достаточной степенью точности считать обратно пропорциональной длительности одного чипа. Такие кодовые последовательности часто называют шумоподобными кодами. Наряду с уширением спектра сигнала уменьшается и спектральная плотность энергии, так что энергия сигнала как бы размазывается по всему спектру, а результирующий сигнал становится шумоподобным в том смысле, что его теперь трудно отличить от естественного шума. Возникает вопрос: для чего усложнять первоначальный сигнал, если в результате он становится неотличимым от шума? Дело в том, что кодовые последовательности чипов обладают уникальным свойством автокорреляции. Под этим термином в математике понимают степень взаимоподобия двух функций, то есть насколько две различные функции похожи друг на друга. Соответственно под автокорреляцией понимается степень подобия функции самой себе в различные моменты времени. Например, если некоторая функция зависит (меняется) от времени и эта зависимость выражается в виде f(t), то можно рассмотреть функцию в некоторый момент времени t₀ и в момент времени . Степень соответствия этих двух функций друг другу в различные моменты времени и называется автокорреляцией. При этом можно подобрать такую последовательность чипов, для которой функция автокорреляции, отражающая степень подобия функции самой себе через определенный временной интервал, будет иметь резко выраженный пик лишь для одного момента времени. Таким образом, функция будет подобна самой себе только для одного момента времени и совсем не похожа на самоё себя для всех остальных моментов времени. Одна из наиболее известных таких последовательностей (но не единственная) — код Баркера длиной в 11 чипов: 11100010010. Коды Баркера обладают наилучшими среди известных псевдослучайных последовательностей свойствами шумоподобности, что и обусловило его широкое применение. Для передачи единичного и нулевого символов сообщения используются соответственно прямая и инверсная последовательности Баркера.

В приемнике полученный сигнал умножается на код Баркера (вычисляется корреляционная функция сигнала), в результате чего он становится узкополосным, поэтому его фильтруют в узкой полосе частот, равной удвоенной скорости передачи. Любая помеха, попадающая в полосу исходного широкополосного сигнала, после умножения на код Баркера, наоборот, становится широкополосной, а в узкую информационную полосу попадает лишь часть помехи, по мощности примерно в 11 раз меньшая, чем помеха, действующая на входе приемника. Основной смысл использования кодов Баркера заключается в том, чтобы гарантировать высокую степень достоверности принимаемой информации и при этом передавать сигнал практически на уровне помех.

Как известно, радиоволны приобретают способность переносить информацию в том случае, если они определенным образом модулируются. Необходимо также, чтобы модуляция синусоидального несущего сигнала соответствовала требуемой последовательности информационных битов. Существует три основных типа модуляции: амплитудная, частотная и фазовая. В стандарте IEEE 802.11 для передачи сигналов используют различные виды фазовой модуляции.

Различают два вида фазовой модуляции: собственно фазовую и относительную фазовую модуляцию. При фазовой модуляции (Phase Shift Key, PSK) для передачи логических нулей и единиц используют сигналы одной и той же частоты и амплитуды, но смещенные относительно друг друга по фазе. Например, логический нуль передается синфазным сигналом, а единица — сигналом, который сдвинут по фазе на 180° (рис. 2).

Если изменение фазы может принимать всего два значения, то говорят о двоичной фазовой модуляции (Binary Phase Shift Key, BPSK). Математически сигнал, соответствующий логическому нулю, можно представить как

а сигнал, соответствующий логической единице, — как

Тогда модулированный сигнал можно записать в виде:

,

где V(t) — управляющий сигнал, принимающий значения +1 и –1. При этом значение сигнала +1 соответствует логическому нулю, а значение сигнала –1 — логической единице.

Изменение фазы может иметь и более двух значений, например четыре — 0, 90, 180 и 270°. В этом случае говорят о так называемой квадратурной фазовой модуляции (Quadrature Phase Shift Key, QPSK — рис. 3). Чтобы понять происхождение этого термина, рассмотрим общий вид сигнала, модулированного по фазе:

Данный сигнал можно представить в виде

Из полученного выражения видно, что исходный сигнал можно представить в виде суммы двух гармонических составляющих, смещенных относительно друг друга по фазе на 90°. В передатчике, производящем модуляцию, одна из этих составляющих синфазна сигналу генератора, а вторая находится в квадратуре по отношению к этому сигналу (отсюда — квадратурная модуляция). Синфазная составляющая обозначается как I (In Phase), а квадратурная — как Q (Quadrature). Тогда исходный сигнал приводится к виду

Как уже говорилось, при квадратурной фазовой модуляции фаза сигнала может принимать четыре различных значения

Для выбора определенного значения фазы используются кодирующие сигналы dI и dQ, которые могут принимать значения +1 и –1. Если положить, что , получим соотношение между сдвигом фазы и кодирующими сигналами, приведенное в табл. 1.

Отличительной особенностью квадратурной фазовой модуляции является наличие четырех дискретных состояний сигнала, отвечающих различным фазам. Это позволяет закодировать в одном дискретном состоянии последовательность двух информационных бит (так называемый дибит). Действительно, последовательность двух бит может иметь всего четыре различные комбинации: 00, 01, 10 и 11, а значит, ровно в два раза повышается и скорость передачи данных, то есть бодовая скорость будет в два раза больше битовой (1 Бод = 2 бит/с).

Недостатком фазовой модуляции является то, что при декодировании сигнала приемник должен определять абсолютное значение фазы сигнала, так как в фазовой модуляции информация кодируется именно абсолютным значением фазы сигнала. Для этого необходимо, чтобы приемник имел информацию о так называемом эталонном синфазном сигнале передатчика. Тогда, путем сравнения принимаемого сигнала с эталонным, можно определять абсолютный сдвиг фазы. Следовательно, необходимо каким-то способом синхронизировать сигнал передатчика с эталонным сигналом приемника (по этой причине фазовая модуляция получила название синхронной). Реализация синхронной передачи достаточно сложна, поэтому более широкое распространение получила разновидность фазовой модуляции, называемая относительной фазовой модуляцией (Differential Phase Shift Keying, DPSK). При относительной фазовой модуляции (также именуемой относительной фазовой манипуляцией) кодирование информации происходит за счет сдвига фазы по отношению к предыдущему состоянию сигнала. Фактически приемник должен улавливать не абсолютное значение фазы принимаемого сигнала, а лишь изменение этой фазы, то есть информация кодируется изменением фазы. Естественно, такая модуляция уже не является синхронной и по этой причине проще реализуется. Во всем остальном DPSK-модуляция не отличается от PSK-модуляции.

Как уже отмечалось, фазовая модуляция используется в протоколе IEEE 802.11 для кодирования данных. При передаче данных на скорости 1 Мбит/с применяется двоичная относительная фазовая модуляция (DBPSK). При этом сам информационный единичный бит передается 11-чиповой последовательностью Баркера, а нулевой бит — инверсной последовательностью Баркера. Соответственно относительная фазовая модуляция применяется именно к отдельным чипам последовательности.

Учитывая, что ширина спектра прямоугольного импульса обратно пропорциональна его длительности (а точнее, 2/T), нетрудно посчитать, что при информационной скорости 1 Мбит/с скорость следования отдельных чипов последовательности Баркера составит 11×106 чип/с, а ширина спектра такого сигнала — 22 МГц, так как длительность одного чипа составляет 1/11 мкс.

Информационная скорость 1 Мбит/с является обязательной в стандарте IEEE 802.11 (Basic Access Rate), но опционально возможна передача и на скорости 2 Мбит/с (Enhanced Access Rate). Для передачи данных на такой скорости тоже используется относительная фазовая модуляция, но уже квадратурная (DQPSK), что позволяет в два раза повысить информационную скорость передачи. При этом ширина самого спектра остается прежней — 22 МГц.

В дополнении к стандарту IEEE 802.11 — в стандарте 802.11b, кроме скоростей 1 и 2 Мбит/с, обязательными являются также скорости 5,5 и 11 Мбит/с. Для работы на таких скоростях используется уже несколько иной способ уширения спектра. В данном случае вместо шумоподобных последовательностей Баркера для уширения спектра используются комплементарные коды (Complementary Code Keying, CCK).

Их рассмотрение весьма сложно в математическом плане, поэтому мы лишь поверхностно коснемся этой темы.

Если говорить в общих чертах, то использование CCK-кодов позволяет кодировать 8 бит на один символ при скорости 11 Мбит/с и 4 бит на символ при скорости 5,5 Мбит/с. Сами кодовые последовательности являются 8-чиповыми, и при скорости передачи 11 Мбит/с кодирование 8 бит на символ соответствует символьной скорости 1,385×106 символов в секунду (11/8 = 1,385). Аналогичная символьная скорость используется и при скорости передачи 5,5 Мбит/с, так как в данном случае в одном символе кодируется только 4 бит.

Особый интерес представляют CCK-последовательности. Прежде всего определим, что следует называть CСK-последовательностью. Для двух ССК-последовательностей равной длины сумма их автокорреляционных функций для любого циклического сдвига, отличного от нуля, всегда равна нулю. В стандарте IEEE 802.11b речь идет о комплексных комплементарных последовательностях, содержащих элементы с четырьмя различными фазами, то есть о комплементарных последовательностях, определенных на множестве комплексных элементов {1, –1, j, –j}.

Комплементарные 8-чиповые комплексные последовательности образуются по следующей формуле:

Значения фаз определяются последовательностью входных битов, причем значение ₁ выбирается по первому дибиту, ₂ — по второму, ₃  — по третьему и ₄ — по четвертому. Таким образом, для однозначного определения СКК-последовательности требуется 8 бит входных данных. Обратим внимание, что фаза ₁, а соответственно и член e^j1 присутствуют во всех членах последовательности. Практически это означает сдвиг по фазе всех членов последовательности на один и тот же угол, то есть на поворот символа, определяемого последовательностью. По этой причине первый дибит данных — как для скорости передачи 5,5 Мбит/с, так и для скорости 11 Мбит/с — задает сдвиг целого символа по фазе по отношению к фазе предыдущего переданного символа.

Для скорости 5,5 Мбит/с в одном символе кодируется 4 бит, то есть два дибита (d₀ – d₃). Все символы разделяются на четные и нечетные. Первый дибит определяет фазовый сдвиг четных и нечетных символов в соответствии с табл. 2.

Следующий дибит, то есть биты d₂ и d₃, определяет остальные фазы CCK-последовательности по формулам:

При скорости 11 Мбит/с в одном символе кодируется одновременно 8 бит данных. При этом первый дибит последовательности данных, как и прежде, задает сдвиг фазы при относительной фазовой модуляции целого символа в зависимости от того, четный он или нечетный, точно так же, как и для скорости 5,5 Мбит/с. Остальные три дибита 8-битовой последовательности данных определяют оставшиеся фазы, причем значение ₂ выбирается по второму дибиту, ₃ — по третьему и ₄ — по четвертому. Значение сдвига фаз определяется по табл. 3.

Мы уже отмечали, что для задания CKK-последовательности используют только 6 бит данных (второй, третий и четвертый дибиты). Первый дибит определяет сдвиг по фазе всего символа и используется в относительной фазовой модуляции. Поскольку 6 бит данных могут иметь 64 различные комбинации, то в протоколе IEEE 802.11b при кодировании каждого символа используется одна из 64 возможных восьмиразрядных CKK-последовательностей. Последовательности, формируемые в CKK-модуляторе, в дальнейшем поступают на I- и Q-каналы QPSK-модулятора.

В заключение обзора различных методов модуляции на физическом уровне, принятых в стандарте IEEE 802.11b, представим итоговую таблицу скоростей передачи и типов модуляции в стандарте IEEE 802.11b (табл. 4).

Говоря о скоростях передачи 5,5 Мбит/с и 11 Мбит/с, отметим, что стандартом 802.11b опционально предусмотрен и альтернативный метод кодирования — двоичное символьное сверточное кодирование (Packet Binary Convolutional Coding, PBCC), но рассмотрение этого метода мы отложим до описания стандарта IEEE 802.11g, где данный способ кодирования также находит применение.

Стандарт IEEE 802.11а

ассмотренный выше стандарт 802.11b обеспечивает максимальную скорость передачи данных до 11 Мбит/с в частотном диапазоне 2,4 ГГц (от 2,4 до 2,4835 ГГц). Этот диапазон не требует лицензирования и зарезервирован для использования в промышленности, науке и медицине (ISM), однако при использовании технологии расширения спектра DSSS на частотах около 2,4 ГГц могут возникать проблемы из-за помех, порождаемых другими бытовыми беспроводными устройствами, в частности микроволновыми печами и радиотелефонами. Кроме того, современные приложения и объемы передаваемых по сети данных нередко требуют большей пропускной способности, чем может предложить стандарт 802.11b.

Выход из создавшегося положения предлагает стандарт 802.11а (табл. 5), рекомендующий передачу данных со скоростью до 54 Мбит/с в частотном диапазоне 5 ГГц (от 5,15 до 5,350 ГГц и от 5,725 до 5,825 ГГц). В США данный диапазон именуют диапазоном нелицензионный национальной информационной инфраструктуры (Unlicensed National Information Infrastructure, UNII).

В соответствии с правилами FCC частотный диапазон UNII разбит на три 100-мегагерцевых поддиапазона, различающихся ограничениями по максимальной мощности излучения. Низший диапазон (от 5,15 до 5,25 ГГц) предусматривает мощность всего 50 мВт, средний диапазон (от 5,25 до 5,35 ГГц) — 250 мВт, а верхний диапазон (от 5,725 до 5,825 ГГц) — 1 Вт. Использование трех частотных поддиапазонов с общей шириной 300 МГц делает стандарт 802.11а самым, так сказать, широкополосным в семействе стандартов 802.11 и позволяет разбить весь частотный диапазон на 12 каналов шириной 20 МГц, восемь из которых лежат в 200-мегагерцевом диапазоне от 5,15 до 5,35 ГГц (рис. 4), а остальные четыре канала — в 100-мегагерцевом диапазоне от 5,725 до 5,825 ГГц (рис. 5). При этом четыре верхних частотных канала, предусматривающие наибольшую мощность передачи, используются преимущественно для передачи сигналов вне помещений.

Предусмотренная протоколом 802.11а ширина канала 20 МГц вполне достаточна для организации высокоскоростной передачи. Использование же частот выше 5 ГГц и ограничение мощности передачи приводят к возникновению ряда проблем при попытке организовать высокоскоростную передачу данных, и это необходимо учитывать при выборе метода кодирования данных. Напомним, что распространение любого сигнала неизбежно сопровождается его затуханием, причем величина затухания сигнала зависит как от расстояния от точки передачи, так и от частоты сигнала. При измерении в децибелах величины затухания сигнала (ослабление при распространении), пользуются формулой:

где: X — коэффициент ослабления, равный 20 для открытого пространства, d — расстояние от точки передачи, f — частота сигнала, с — скорость света.

Из данной формулы непосредственно вытекает, что с увеличением частоты передаваемого сигнала увеличивается и его затухание. Так, при распространении сигнала в открытом пространстве с частотой 2,4 ГГц сигнал ослабевает на 60 дБ при удалении от источника на 10 м. Если же частота равна 5 ГГц, ослабевание сигнала при удалении на 10 м составит уже 66 дБ. Учитывая, что правила FCC диктуют использование существенно меньшей мощности излучения в нижних поддиапазонах UNII, чем в диапазоне ISM 2,4 ГГц, становится понятно, что использование более высоких частот в протоколе 802.11а приводит к несколько меньшему радиусу действия сети, чем в протоколе 802.11b.

Второй важный момент, который необходимо учитывать при использовании высокочастотных сигналов с большой частотной шириной канала, связан с возникновением эффекта многолучевой интерференции: в результате многократных отражений один и тот же сигнал может попадать в приемник различными путями. Но различные пути распространения имеют и разные длины, а потому для различных путей распространения ослабление сигнала будет неодинаковым. Следовательно, в точке приема результирующий сигнал представляет собой суперпозицию (интерференцию) многих сигналов с различными амплитудами и смещенных относительно друг друга по времени, что эквивалентно сложению сигналов с разными фазами. Если предположить, что передатчик распространяет гармонический сигнал с частотой несущей и амплитудой A, то в приемнике будет получен сигнал:

где — задержка распространения сигнала по i-му пути (рис. 6).

Следствием многолучевой интерференции является искажение принимаемого сигнала. Многолучевая интерференция присуща любому типу сигналов, но особенно негативно она сказывается на широкополосных сигналах. Дело в том, что при использовании широкополосного сигнала в результате интерференции определенные частоты складываются синфазно, что приводит к увеличению сигнала, а некоторые, наоборот, — противофазно, вызывая ослабление сигнала на данной частоте (рис. 7).

Говоря о многолучевой интерференции, возникающей при передаче сигналов, различают два крайних случая. В первом случае максимальная задержка между различными сигналами не превосходит времени длительности одного символа и интерференция возникает в пределах одного передаваемого символа. Во втором случае максимальная задержка между различными сигналами больше длительности одного символа, а в результате интерференции складываются сигналы, представляющие разные символы, и возникает так называемая межсимвольная интерференция (Inter Symbol Interference, ISI)  — рис. 8.

Наиболее отрицательно на искажение сигнала влияет межсимвольная интерференция. Поскольку символ — это дискретное состояние сигнала, характеризующееся значениями частоты несущей, амплитуды и фазы, то для различных символов меняются амплитуда и фаза сигнала, поэтому восстановить исходный сигнал крайне сложно.

Чтобы избежать, а точнее, частично компенсировать эффект многолучевого распространения, используются частотные эквалайзеры, однако, по мере роста скорости передачи данных либо за счет увеличения символьной скорости, либо за счет усложнения схемы кодирования, эффективность использования эквалайзеров падает.

В стандарте 802.11b с максимальной скоростью передачи 11 Мбит/с при использовании CCK-кодов и QDPSK-кодирования применение схем компенсации межсимвольной интерференции вполне успешно справляется с возложенной на них задачей, но при более высоких скоростях, как в протоколе 802.11а, такой подход становится неприемлем. Поэтому в стандарте 802.11а используется принципиально иной метод кодирования данных, который состоит в том, что поток передаваемых данных распределяется по множеству частотных подканалов и передача ведется параллельно на всех этих подканалах. При этом высокая скорость передачи достигается именно за счет одновременной передачи данных по всем каналам, а скорость передачи в отдельном подканале может быть и невысокой. Если скорость передачи обозначить в i-ом частотном канале, то общая скорость передачи посредством N каналов будет равной

Поскольку в каждом из частотных подканалов скорость передачи данных можно сделать не слишком высокой, это создает предпосылки для эффективного подавления межсимвольной интерференции.

При частотном разделении каналов необходимо, чтобы ширина отдельного канала была, с одной стороны, достаточно узкой для минимизации искажения сигнала в пределах отдельного канала, а с другой — достаточно широкой для обеспечения требуемой скорости передачи. Кроме того, для экономного использования всей полосы канала, разделяемого на подканалы, желательно как можно более плотно расположить частотные подканалы, но при этом избежать межканальной интерференции, чтобы обеспечить полную независимость каналов друг от друга. Частотные каналы, удовлетворяющие перечисленным требованиям, называются ортогональными. Несущие сигналы всех частотных подканалов (а точнее, функции, описывающие эти сигналы) ортогональны друг другу. С точки зрения математики ортогональность функций означает, что их произведение, усредненное на некотором интервале, должно быть равно нулю. В нашем случае это выражается простым соотношением:

где T — период символа, — несущие частоты каналов k и l.

Ортогональность несущих сигналов можно обеспечить в том случае, если за время длительности одного символа несущий сигнал будет совершать целое число колебаний. Примеры нескольких несущих ортогональных колебаний представлены на рис. 9.

Учитывая, что каждый передаваемый символ длительности T передается ограниченной по времени синусоидальной функцией, нетрудно найти и спектр такой функции (рис. 10), который будет описываться функцией

где f_i — центральная (несущая) частота i-го канала.

Такой же функцией описывается и форма частотного подканала. При этом важно, что хотя сами частотные подканалы могут и перекрывать друг друга, однако ортогональность несущих сигналов гарантирует частотную независимость каналов друг от друга, а следовательно, отсутствие межканальной интерференции (рис. 11).

Рассмотренный способ деления широкополосного канала на ортогональные частотные подканалы называется ортогональным частотным разделением с мультиплексированием (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM). Для его реализации в передающих устройствах используется обратное быстрое преобразование Фурье (IFFT), переводящее предварительно мультиплексированный на N-каналов сигнал из временного представления в частотное (рис. 12).

В протоколе 802.11a используется обратное преобразование Фурье с окном в 64 частотных подканала. Поскольку ширина каждого из 12 каналов, определяемых в стандарте 802.11а, имеет ширину 20 МГц, получаем, что каждый ортогональный частотный подканал имеет ширину 20 МГц: 64=312,5 кГц. Однако из 64 ортогональных подканалов используется только 52, причем 48 из них используется для передачи данных (Data Tones), а остальные — для передачи служебной информации (Pilot Тones).

Как уже отмечалось, одним из ключевых преимуществ метода OFDM является сочетание высокой скорости передачи с эффективным противостоянием многолучевому распространению. Если говорить точнее, то сама по себе технология OFDM не устраняет многолучевого распространения, но создает предпосылки для устранения эффекта межсимвольной интерференции. Дело в том, что неотъемлемой частью технологии OFDM является понятие охранного интервала (Guard Interval, GI) — это циклическое повторение окончания символа, пристраиваемое в начале символа (рис. 13). Охранный интервал является избыточной информацией и в этом смысле снижает полезную (информационную) скорость передачи, но именно он служит защитой от возникновения межсимвольной интерференции. Эта избыточная информация добавляется к передаваемому символу в передатчике и отбрасывается при приеме символа в приемнике.

Наличие охранного интервала создает временные паузы между отдельными символами, и если длительность охранного интервала превышает максимальное время задержки сигнала в результате многолучевого распространения, то межсимвольной интерференции не возникает (рис. 14).

В протоколе 802.1а длительность охранного интервала составляет одну четвертую длительности самого символа. При этом сам символ имеет длительность 3,2 мкс, а охранный интервал — 0,8 мкс. Таким образом, длительность символа вместе с охранным интервалом составляет 4 мкс.

Говоря о передаче данных в протоколе 802.11a, мы до сих пор не касались вопроса о методе кодирования (модуляции), позволяющем в одном дискретном состоянии сигнала (символе) закодировать несколько информационных битов. Напомним, что в протоколе 802.11b для кодирования использовалась либо двоичная (BDPSK), либо квадратурная (QDPSK) относительная фазовая модуляция. В протоколе 802.11а используются те же методы фазовой модуляции (только не относительные), то есть двоичная и квадратурная фазовые модуляции BPSK и QPSK. При использовании BPSK-модуляции в одном символе кодируется только один информационный бит. Соответственно при использовании QPSK-модуляции, то есть когда фаза сигнала может принимать четыре различных значения, в одном символе кодируется два информационных бита. Модуляция BPSK используется для передачи данных на скоростях 6 и 9 Мбит/с, а модуляция QPSK  — на скоростях 12 и 18 Мбит/с.

Для передачи на более высоких скоростях используется квадратурная амплитудная модуляция QAM (Сalled Quadrature Amplitude Modulation). Данный тип модуляции подразумевает, что информация кодируется не только за счет изменения фазы сигнала, но и за счет его амплитуды. В протоколе 802.11а используется модуляция 16-QAM и 64-QAM. В первом случае имеется 16 различных состояний сигнала, что позволяет закодировать 4 бита в одном символе. Во втором случае имеется уже 64 возможных состояний сигнала, что позволяет закодировать последовательность 6 бит в одном символе. Модуляция 16-QAM применяется на скоростях 24 и 36 Мбит/с, а модуляция 64-QAM — на скоростях 48 и 54 Мбит/с.

Естественно, возникает вопрос: почему при одном и том же типе модуляции возможны различные скорости передачи? Рассмотрим, к примеру, модуляцию BPSK, при которой скорость передачи данных составляет 6 или 9 Мбит/с. Время длительности одного символа вместе с охранным интервалом составляет 4 мкс. Следовательно, частота следования импульсов будет 250 кГц. Учитывая, что в каждом подканале кодируется по одному биту, а всего таких подканалов 48, получим, что общая скорость передачи составит 250 кГц × 48 каналов = 12 МГц. Однако далеко не все биты, кодируемые в символе, являются информационными. Для того чтобы обеспечить достоверность принимаемых данных, то есть иметь возможность обнаруживать и исправлять ошибки, используют избыточную информацию и так называемое сверточное кодирование. Суть сверточного кодирования заключается в том, что к последовательности передаваемых битов добавляются служебные биты, значения которых зависят от нескольких предыдущих переданных битов. Использование сверточного кодирования в сочетании с алгоритмом Витерби позволяет не только обнаруживать, но и в подавляющем большинстве случаев исправлять ошибки передачи на приемной стороне.

Не вдаваясь в подробности сверточного кодирования, скажем лишь, что при скорости сверточного кодирования 1/2 на каждый информационный бит добавляется один служебный (избыточность равна 2). Именно по этой причине при скорости сверточного кодирования 1/2 информационная скорость вдвое меньше полной скорости. При скорости сверточного кодирования 3/4 на каждые три информационных бита добавляется один служебный, поэтому в данном случае полезная (информационная) скорость составляет 3/4 от полной скорости.

Из этого следует, что при использовании одного и того же типа модуляции могут получаться разные значения информационной скорости (табл.  6) — все зависит от скорости сверточного кодирования. Так, при использовании BPSK-модуляции со скоростью сверточного кодирования 1/2 получаем информационную скорость 6 Мбит/с, а при использовании сверточного кодирования со скоростью 3/4 — 9 Мбит/с. Аналогичным образом каждому типу модуляции соответствует две различные скорости передачи. При этом подчеркнем, что в самом протоколе 802.11а обязательными являются только скорости 6, 12 и 24 Мбит/с, а все остальные  — опциональными.

В отношении скоростей передачи 5,5 и 11 Мбит/с отметим, что стандартом 802.11b опционально предусмотрен и альтернативный метод кодирования — двоичное символьное сверточное кодирование (Packet Binary Convolutional Coding, PBCC), но об этом мы расскажем при описании стандарта IEEE 802.11g, где данный способ кодирования тоже находит применение.

Стандарт IEEE 802.11g

оворить о разновидности беспроводных стандартов применительно к IEEE 802.11g пока еще рано, так как окончательная спецификация до сих пор не принята: рабочая группа 802.11g была сформирована в марте 2000 года, а проект стандарта 802.11g был одобрен в ноябре 2001-го.

Стандарт 802.11b является логическим развитием 802.11b и предполагает передачу данных в том же частотном диапазоне. Кроме того, стандарт 802.11g полностью совместим с 802.11b, то есть любое устройство 802.11g должно поддерживать работу с устройствами 802.11b. В то же время по способу кодирования 802.11g является, так сказать, гибридным, заимствуя все лучшее из стандартов 802.11b и 802.11a. Максимальная скорость передачи в стандарте 802.11g составляет 54 Мбит/с (как и в стандарте 802.11a), поэтому на сегодняшний день это наиболее перспективный стандарт беспроводной связи.

При разработке стандарта 802.11g рассматривались несколько конкурирующих технологий: метод ортогонального частотного разделения OFDM, заимствованный из стандарта 802.11a и предложенный к рассмотрению компанией Intersil, и метод двоичного пакетного сверточного кодирования PBCC, опционально реализованный в стандарте 802.11b и предложенный компанией Texas Instruments. В результате стандарт 802.11g содержит компромиссное решение: в качестве базовых применяются технологии OFDM и CCK, а опционально предусмотрено использование технологии PBCC. О технологиях CCK и OFDM мы уже рассказывали, поэтому знакомство со стандартом 802.11g начнем с рассмотрения технологии PBCC.

Как уже отмечалось, технология двоичного пакетного сверточного кодирования опционально используется и в стандарте 802.11b на скоростях 5,5 и 11 Мбит/с. В основе метода PBCC лежит так называемое сверточное кодирование со скоростью 1/2. В любом сверточном кодере используются запоминающие ячейки (регистры) и логические элементы XOR. Рассмотрим принцип работы сверточного кодера на простейшем примере кодера, состоящего всего из двух запоминающих ячеек (рис. 15).

Пусть на вход такого кодера поступает со скоростью k бит/с последовательность битов 01011100 (левый бит считается первым). В результате логических преобразований входной последовательности с помощью операций XOR каждому входному биту ставится в соответствие два выходных бита — Y0 и Y1. Выписывая таблицу временных состояний кодера, найдем формируемые последовательности битов — Y0 и Y1 (табл. 7). При этом предполагается, что в начальный момент, то есть когда на вход кодера поступает первый бит входной последовательности, значения запоминающих ячеек равны 0.

Отметим одну важную особенность принципа формирования выходных битов: значение каждого формируемого дибита зависит не только от входящего информационного бита, но и от двух предыдущих битов, значения которых хранятся в двух запоминающих ячейках. Таким образом, значение выходного дибита зависит от трех состояний  — значения входного бита, значения первой запоминающей ячейки и значения второй запоминающей ячейки. Такие кодеры получили название сверточных кодеров на три состояния (K = 3) с выходной скоростью 1/2.

Главным достоинством сверточных кодеров является помехоустойчивость формируемой ими последовательности. Дело в том, что при избыточности кодирования (вспомним, что каждому информационному биту ставится в соответствие дибит, то есть избыточность кода равна 2) даже в случае возникновения ошибок приема (к примеру, вместо дибита 11 ошибочно принят дибит 10) исходная последовательность бит может быть безошибочно восстановлена. Для восстановления исходной последовательности битов на стороне приемника применяется декодер Витерби.

В протоколе 802.11b и 802.11g используются сверточные кодеры, состоящие из шести запоминающих ячеек (K = 7) со скоростью кодирования 1/2. Схема такого кодера показана на рис. 16.

Дибит, формируемый в сверточном кодере, используется в дальнейшем в качестве передаваемого символа, но предварительно этот дибит подвергается фазовой модуляции (рис. 17). Если скорость передачи составляет 11 Мбит/с, то применяется квадратичная фазовая модуляция QPSK. В данном случае каждому из четырех возможных состояний дибита соответствует одна из четырех возможных фаз. При этом в каждом символе кодируется по одному входному биту и скорость передачи бит соответствует скорости передачи символов. Если же скорость передачи составляет 5,5 Мбит/с, то используется двоичная фазовая модуляция BPSK. При этом каждый бит Y0 и Y1, формируемый сверточным кодером, последовательно подвергается фазовой модуляции. Поскольку каждому входному биту в данном случае соответствует два выходных символа, скорость передачи битов равна половине скорости передачи символов. Поэтому и для скорости 5,5 Мбит/с, и для скорости 11 Мбит/с символьная скорость составляет 11×106 символов/с.

Как видите, технология PBCC достаточна проста. В отличие от технологий DSSS (коды Баркера, ССК-последовательности) здесь не используется технология уширения спектра за счет применения шумоподобных последовательностей, однако уширение спектра до стандартных 22 МГц предусмотрено и в данном случае. Для этого применяют вариации возможных сигнальных созвездий QPSK и BPSK.

Напомним, что сигнальные созвездия представляют собой геометрическое отображение возможных выходных состояний сигнала. Для QPSK-модуляции имеется четыре дискретных состояния сигнала: 00, 01, 10 и 11. Каждому из этих дибитов соответствует одна из четырех возможных фаз несущего сигнала. Выбор одного из возможных состояний определяется комбинацией управляющих сигналов синфазного и квадратурного каналов d_I и d_Q, принимающих значения +1 и –1. Следовательно, каждому состоянию сигнала соответствует пара координат d_I и d_Q. Отображая на IQ-плоскости возможные значения dI и dQ и соответствующие им дибиты, получим так называемое сигнальное созвездие. Понятно, что расположение точек на сигнальном созвездии может быть различным, то есть комбинация управляющих сигналов d_I = +1 и d_Q= –1 может соответствовать дибиту 00, а может и дибиту 10. Фактически это означает, что в первом случае дибиту 00 ставится в соответствие одно значение фазы несущего сигнала, а во втором  — другое. Именно этот принцип реализован в методе PBCC для уширения спектра выходного сигнала. Используется по два сигнальных созвездия QPSK и BPSK (рис. 18).

Выбор между конкретным типом используемого созвездия задается управляющим сигналом S, принимающим значение 0 или 1. Этот сигнал задается псевдослучайной последовательностью с периодом повторения 256 бит, которая формируется из 16-битной базовой последовательности 0011001110001011. Для того чтобы из данной базовой 16-битной последовательности получить 256-битную, используют циклический сдвиг одновременно трех первых символов. Так получают еще пятнадцать 16-битовых последовательностей, что в сумме дает одну 256-битную.

Как уже отмечалось, рассмотренный метод PBCC-кодирования опционально используется в протоколе 802.11b на скоростях 5,5 и 11 Мбит/с. Аналогично в протоколе 802.11g для скоростей передачи 5,5 и 11 Мбит/с этот способ тоже используется опционально. Вообще, учитывая совместимость протоколов 802.11b и 802.11g, технология кодирования и скорости, предусмотренные протоколом 802.11b, поддерживаются и в протоколе 802.11g. В этом плане до скорости 11 Мбит/с протоколы 802.11b и 802.11g совпадают друг с другом, за исключением того, что в протоколе 802.11g предусмотрены такие скорости, которых нет в протоколе 802.11b. Впрочем, все возможные скорости передачи мы рассмотрим позднее, а пока остановимся на применении технологии PBCC при скоростях более 11 Мбит/с.

Опционально в протоколе 802.11g технология PBCC может использоваться при скоростях передачи 22 и 33 Мбит/с. Скорость 22 Мбит/с при использовании технологии PBCC уже сейчас реализуется во многих устройствах стандарта 802.11b. При этом данную скорость передачи рассматривают как расширение стандарта, обозначая это как 802.11b+.

При скорости 22 Мбит/с по сравнению с уже рассмотренной нами схемой PBCC имеется два отличия. Прежде всего, используется фазовая 8-позиционная модуляция 8-PSK, то есть фаза сигнала может принимать восемь различных значений. Это позволяет в одном символе кодировать уже 3 бита и, следовательно, увеличить информационную скорость передачи. Кроме того, в схему кроме сверточного кодера добавлен пунктурный кодер (Puncture). Смысл такого решения довольно прост: избыточность сверточного кодера равная 2 (на каждый входной бит приходится два выходных) достаточно высока и при определенных условиях помеховой обстановки является излишней, поэтому можно уменьшить избыточность, чтобы, к примеру, каждым двум входным битам соответствовало три выходных.

Для этого можно, конечно, разработать соответствующий сверточный кодер, но лучше добавить в схему блок, который будет просто уничтожать лишние биты. Каждый пунктурный кодер принято характеризовать матрицей (Рerforation Мatrix), выполняющей функцию шаблона для удаления лишних битов.

Допустим, что пунктурный кодер удаляет один бит из каждых четырех входных битов, вырезая из последовательности Y0 каждый второй бит. Тогда каждым четырем входящим битам будет соответствовать три выходящих. Скорость такого кодера составляет 4:3 (рис. 19).

Если же такой кодер используется в паре со сверточным кодером со скоростью 1/2, то общая скорость кодирования составит уже 2/3, то есть каждым двум входным битам будет соответствовать три выходных.

Поняв принцип работы пунктурного кодера, вернемся к рассмотрению кодирования PBCC на скорости 22 Мбит/с в протоколе 802.11g. В сверточный кодер (K = 7, R = 1/2) данные поступают со скоростью 22 Мбит/с. После добавления избыточности в сверточном кодере биты со скоростью потока 44 Мбит/с поступают в пунктурный кодер 4:3, в котором избыточность уменьшается так, чтобы на каждые четыре входных бита приходились три выходных. Следовательно, после пунктурного кодера скорость потока составит уже 33 Мбит/с (не информационная скорость, а общая скорость с учетом добавленных избыточных битов). Полученная в результате последовательность направляется в фазовый модулятор 8-PSK, где каждые три бита упаковываются в один символ. При этом скорость передачи составит 11×106 символов/с, а информационная скорость — 22 Мбит/с (рис. 20).

Аналогичная технология кодирования предусматривается протоколом 802.11g и на скорости 33 Мбит/с, но для повышения скорости используется увеличение входной скорости данных и еще большее уменьшение избыточности.

Описав технологию кодирования PBCC, которая может использоваться на скоростях 5,5; 11; 22 и 33 Мбит/с, перейдем к рассмотрению остальных режимов передачи, предусмотренных стандартом 802.11g. Прежде всего отметим, что в самом стандарте обязательными являются скорости передачи 1; 2; 5,5; 6; 11; 12 и 24 Мбит/с, а более высокие скорости передачи (33, 36, 48 и 54 Мбит/с) — опциональными. Кроме того, одна и та же скорость передачи может реализовываться при различной технике модуляции. Например, скорость передачи 24 Мбит/с может быть достигнута как при многочастотном кодировании OFDM, так и при гибридной технике кодирования CCK-OFDM (табл. 8).

Отметим, что для обязательных скоростей в стандарте 802.11g используется только кодирование CCK и OFDM, а гибридное кодирование и кодирование PBCC является опциональным.

Единственное, что осталось пока за рамками данной публикации, — это техника гибридного кодирования. Для того чтобы понять сущность этого термина, вспомним, что любой передаваемый пакет данных содержит заголовок/преамбулу со служебный информацией и поле данных. Когда речь идет о пакете в формате CCK, имеется в виду, что заголовок и данные кадра передаются в формате CCK. Аналогично при использовании технологии OFDM заголовок кадра и данные передаются посредством OFDM-кодирования. При применении технологии CCK-OFDM заголовок кадра кодируется с помощью CCK-кодов, но сами данные кадра передаются с использованием многочастотного OFDM-кодирования. Таким образом, технология CCK-OFDM является своеобразным гибридом CCK и OFDM. Технология CCK-OFDM — не единственная гибридная технология: при использовании пакетного кодирования PBCC заголовок кадра передается с использованием CCK-кодов, только данные кадра кодируются с использованием PBCC (рис. 21).

MAC-уровень

а МАС-уровне определяются два основных типа архитектуры сетей — Ad Нос и Infrastructure Mode.

В режиме Ad Hoc (рис. 22), который называют также Independent Basic Service Set (IBSS) или режимом Peer to Peer (точка-точка), станции непосредственно взаимодействуют друг с другом. Для этого режима нужен минимум оборудования: каждая станция должна быть оснащена беспроводным адаптером. При такой конфигурации не требуется создания сетевой инфраструктуры. Основными недостатками режима Ad Hoc являются ограниченный диапазон действия возможной сети и невозможность подключения к внешней сети (например, к Интернету).

В заключение нашего обзора физического уровня стандартов 802.11a, 802.11b и 802.11g рассмотрим базовые архитектуры беспроводных сетей, определяемых на MAC-уровне.

В режиме Infrastructure Mode (рис. 23) станции взаимодействуют друг с другом не напрямую, а через точку доступа (Access Point), которая выполняет в беспроводной сети роль своеобразного концентратора (аналогично тому, как это происходит в традиционных кабельных сетях). Рассматривают два режима взаимодействия с точками доступа — BSS (Basic Service Set) и ESS (Extended Service Set). В режиме BSS все станции связываются между собой только через точку доступа, которая может выполнять также роль моста к внешней сети. В расширенном режиме ESS существует инфраструктура нескольких сетей BSS, причем сами точки доступа взаимодействуют друг с другом, что позволяет передавать трафик от одной BSS к другой. Между собой точки доступа соединяются с помощью либо сегментов кабельной сети, либо радиомостов.

Для доступа к среде передачи данных в беспроводных сетях применяется метод коллективного доступа с обнаружением несущей и с избежанием коллизий (Carrier Sense Multiple Access/ Collision Avoidance, CSMA/CA). Собственно, этот метод даже по своему названию напоминает технологию коллективного доступа, реализованную в сетях Ethernet, где используется метод коллективного доступа с опознанием несущей и обнаружением коллизий (Сarrier Sense Multiply Access With Collision Detection, CSMA/CD). Единственное различие состоит во второй части метода — вместо обнаружения коллизий используется технология избежания коллизий.

Перед тем как послать данные в «эфир», станция сначала отправляет специальное сообщение, которое называется RTS (Ready To Send) и трактуется как готовность данного узла к отправке данных. Такое RTS-сообщение содержит информацию о продолжительности предстоящей передачи и об адресате и доступно всем узлам в сети. Это позволяет другим узлам задержать передачу на время, равное объявленной длительности сообщения. Приемная станция, получив сигнал RTS, отвечает посылкой сигнала CTS (Clear To Send), свидетельствующего о готовности станции к приему информации. После этого передающая станция посылает пакет данных, а приемная станция должна передать кадр ACK, подтверждающий безошибочный прием. Если АСК не получен, попытка передачи пакета данных будет повторена. Таким образом при помощи подобного четырехэтапного протокола передачи данных (4-Way Handshake) реализуется регламентирование коллективного доступа с минимизацией вероятности возникновения коллизий.

КомпьютерПресс 5'2003